【導讀】運算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環(huán)測量中，其開環(huán)增益可能高達107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應可能會在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。
運算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測量其性能。但在開環(huán)測量中，其開環(huán)增益可能高達107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應可能會在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。
通過使用伺服環(huán)路，可以大大簡化測量過程，強制放大器輸入調(diào)零，使得待測放大器能夠測量自身的誤差。圖1顯示了一個運用該原理的多功能電路，它利用一個輔助運放作為積分器，來建立一個具有極高直流開環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開關為執(zhí)行下面所述的各種測試提供了便利。
圖1. 基本運算放大器測量電路
圖1所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y量誤差降至最低，支持精確測量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運算放大器無需具有比待測運算放大器更好的性能，其直流開環(huán)增益最好能達到106或更高。如果待測器件(DUT)的失調(diào)電壓可能超過幾mV，則輔助運放應采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調(diào)電壓可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。）
DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反。總電源電壓理所當然是2 × V。該電路使用對稱電源，即使“單電源”運放也是如此，因為系統(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。
作為積分器的輔助放大器在直流時配置為開環(huán)（最高增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著，DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，并通過一個1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負反饋將DUT輸出驅(qū)動至地電位。（事實上，實際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓，更精確地說是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關緊要，特別是考慮到測量期間此點的電壓變化不大可能超過幾mV）
測試點TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓（與誤差在幅度上相等）的1000倍，約為數(shù)十mV或更大，因此可以相當輕松地進行測量。
理想運算放大器的失調(diào)電壓(Vos)為0，即當兩個輸入端連在一起并保持中間電源電壓時，輸出電壓同樣為中間電源電壓。現(xiàn)實中的運算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓，因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。
圖2給出了最基本測試——失調(diào)電壓測量的配置。當TP1上的電壓為DUT失調(diào)電壓的1000倍時，DUT輸出電壓處于地電位。
圖2. 失調(diào)電壓測量
理想運算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實中，會有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端（分別為Ib–和Ib+），它們會在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fA（1 fA= 10–15 A，每隔幾微秒流過一個電子）至幾nA；在某些超快速運算放大器中，甚至達到1 - 2 μA。圖3顯示如何測量這些電流。
圖3. 失調(diào)和偏置電流測量
該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同，只是DUT輸入端增加了兩個串聯(lián)電阻R6和R7。這些電阻可以通過開關S1和S2短路。當兩個開關均閉合時，該電路與圖2完全相同。當S1斷開時，反相輸入端的偏置電流流入Rs，電壓差增加到失調(diào)電壓上。
通過測量TP1的電壓變化(=1000 Ib–×Rs)，可以計算出Ib–。同樣，當S1閉合且S2斷開時，可以測量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時測量TP1的電壓，然后在S1和S2均斷開時再次測量TP1的電壓，則通過該電壓的變化可以測算出“輸入失調(diào)電流”Ios，即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測量的電流大小。
如果Ib的值在5 pA左右，則會用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術(shù)，牽涉到Ib給低泄漏電容（用于代替Rs）充電的速率。當S1和S2閉合時，Ios仍會流入100 Ω電阻，導致Vos誤差，但在計算時通常可以忽略它，除非Ios足夠大，產(chǎn)生的誤差大于實測Vos的1%。
運算放大器的開環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見，但250,000到2,000,000的增益更為常見。直流增益的測量方法是通過S6切換DUT輸出端與1 V基準電壓之間的R5，迫使DUT的輸出改變一定的量（圖4中為1 V，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 V）。如果R5處于+1 V，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，DUT輸出必須變?yōu)楱C1 V。
圖4. 直流增益測量
TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT，導致輸出改變1 V，由此很容易計算增益(= 1000 × 1 V/TP1)。
為了測量開環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入一個所需頻率的小交流信號，并測量相應的輸出信號（圖5中的TP2）。完成后，輔助放大器繼續(xù)使DUT輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。
圖5. 交流增益測量
圖5中，交流信號通過10,000:1的衰減器施加于DUT輸入端。對于開環(huán)增益可能接近直流值的低頻測量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1,000,000的頻率時，1 V rms信號會將100 μV施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導致放大器飽和。）因此，交流測量的頻率一般是幾百Hz到開環(huán)增益降至1時的頻率；在需要低頻增益數(shù)據(jù)時，應非常小心地利用較低的輸入幅度進行測量。所示的簡單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復雜的電路。
運算放大器的共模抑制比(CMRR)指共模電壓變化導致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時會降低。
測試電路非常適合測量CMRR（圖6）。它不是將共模電壓施加于DUT輸入端，以免低電平效應破壞測量，而是改變電源電壓（相對于輸入的同一方向，即共模方向），電路其余部分則保持不變。
圖6. 直流CMRR測量
在圖6所示電路中，在TP1測量失調(diào)電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），并且兩個電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調(diào)電壓的變化對應于1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調(diào)電壓與1 V之比。
CMRR衡量失調(diào)電壓相對于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比(PSRR)則相反，它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。
圖7. 直流PSRR測量
所用的電路完全相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計算方法也相同(1000 × TP1/1 V)。
為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來調(diào)制電源電壓，如圖8和圖9所示。DUT繼續(xù)在直流開環(huán)下工作，但確切的增益由交流負反饋決定（圖中為100倍）。
圖8. 交流CMRR測量
圖9. 交流PSRR測量
為了測量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調(diào)制DUT的正負電源。兩個電源的調(diào)制同相，因此實際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導致DUT輸出包括一個在TP2測量的交流電壓。
如果TP2的交流電壓具有xV峰值的幅度（2xV峰峰值），則折合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，并且CMRR為該值與1 V峰值的比值。
交流PSRR的測量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負電源，從而調(diào)制電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計算方法與上一參數(shù)的計算方法非常相似。
當然，運算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測量，而且還有多種其它方法可以測量上述參數(shù)，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無問題的簡單基本電路進行可靠測量。
文章來源：亞德諾半導體
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