【導讀】本文討論了如何用一種六反相器IC做出四種測試件：一個有良好定義邏輯電壓窗口的邏輯筆，輸入阻抗約為1MΩ；一個開路測試儀，上限電阻可以從幾十歐到幾十兆歐；一個單脈沖或脈沖串注入器或簡單的信號發生器；還有一個是高阻音頻探頭。使用一只4069中的六個反相門、兩或三只電阻，以及少許無源元件， 就可以做出這些測試儀器。
在雙門構成的CMOS/TTL兼容探頭中，R1至R4電阻網絡對反相器輸入端做偏置(圖1)。由于門有高輸入阻抗，因此R1至R4的值在大約100kΩ到1MΩ。探頭尖的吸入/供出電流很小，因為R1至R4有高阻抗，因此，探頭尖基本上不影響測試點的邏輯電平。知道了門的輸入閾值電壓后，就可以計算出所需要的R1至R4電阻值。
圖1：在雙門構成的CMOS/TTL兼容探頭中，R1至R4電阻網絡對反相器輸入端做偏置
圖2：這個單門構成的開路測試儀有可調的檢測閥值
上方的門檢測邏輯0，下方的門檢測邏輯1。將上限設定了邏輯0的電壓，計算出R1和R2的值。任意選擇R1= 1MΩ，去找一個R2的值，使得上方門輸入端的電壓正好是閾值電壓。于是R2=R1 (VT-VL)/ (VS-VT)，其中VT是閾值電壓， VL是邏輯0電壓，而VS是電源電壓。同樣，給邏輯1電壓VT設定一個下限，按R3來尋找一個R4的值。適當地選擇R3，此時要注意各個門的靜態偏置，從而在探頭懸浮狀態下使各個LED熄滅，就可以得到R4的值：R4=R3VT/(VH-VT)。
下式計算探頭的電流：IP=[-(V-VI)(R3+ R4)+VI (R1+R2)]/(R1+R2)(R3+R4)，其中IP是探頭電流，VI是探頭尖的電壓。因此，對探頭尖上的任何電壓，探頭阻抗均大于1MΩ。對于有更高閾值電壓的4069封裝(如3V)，可以在正電源軌與芯片之間接一個二極管再跟隨一個10kΩ接地負載電阻，有助于降低這個電壓。
開發人員經常使用的開路測試儀(圖2)是基本的測試設備；這些測試儀是工作臺上不可缺少的裝備。用4069的一個門(有高輸入阻抗，以及門輸出轉換的閾值電壓)可以做成開路測試儀，其上限是測試電路的電阻。探頭之間的總阻抗以及開關結構的電阻構成了一個分壓網絡，在門的輸入端產生一個電壓。當兩個電阻相等時，門輸入端的電壓為電源電壓的一半。門的轉換閾值電壓也接近于電源電壓的一半，因此，開關分支選擇的電阻就設定了近似的開路測試電阻。
另一種有用的結構是用一只可變電阻代替可切換電阻。這種方法可以通過調節可變電阻，在考慮到探頭尖之間的電阻，以及LED的發熱后，任意設定開路測試電阻。可變電阻的設置應使得LED正好熄滅。這種方法獲得了一個緊湊的結構，可以裝入一個小封裝內。另外一只可變電阻(1kΩ到2kΩ)與負探頭串聯，從而能夠做大約100Ω或更小的開路電阻測試。另外還可以使用有較低轉換閾值電壓的門，方法是用一對二極管跟隨一個10kΩ的負載電阻，從正電源軌串聯到地。這種結構也可以經過適當修改后，用于測試有電的交流電線(參考文獻3)，這樣就做出了五種設備。
現在4069封裝中還有三個門，其中兩個可以做一個非穩振蕩器/單穩式單脈沖發生器電路，一個互補雙極管對緩沖器用于增加驅動電流(圖3)。一只SPDT(單刀雙擲)開關切換到P(脈沖)或A(非穩)，就可以在兩種方式之間選擇。在脈沖模式下，按開關可在輸入端產生一個簡單的負向脈沖，送至第二個門，因為C2開始充電，門輸出端獲得的高電平在Q1與Q2的結點處產生一個正向脈沖。這個脈沖也被鎖定，開關去顫是通過電容C1的正反饋，它以R1、R2或R3決定的時間常數開始充電。當C1上的電壓等于閾值電壓時，第二個門的輸出再次通過C1的正反饋而返回為低，將第二個門的輸入端驅動為高，結束脈沖。
與C 2并聯的二極管總是反偏的，它用作一只為C2放電的極大阻值電阻。假設二極管的典型泄漏為1nA，則2.5V時的等效電阻約為2.5GΩ。大約125 ms的RC放電時間常數適用于人手按壓按鍵的速度。
圖3：互補雙極晶體管增加了振蕩器以及單脈沖發生器的輸出電流
R1到R3的值設定了非穩態頻率，或單穩脈沖寬度。在第二個門的輸入端有220kΩ的電阻，用于當門電壓低于地電壓，或比VDD高0.6V時，限制電容的泄漏電流進入門輸入端。單穩脈沖產生大約1/(2.2RC)的頻率，而門的閾值電壓決定了單穩的脈沖寬度，即大約0.7RC到1.1RC。
有時候，需要聆聽某個測試電路點處的音頻信號。4069有高的輸入阻抗，以及大約6.8mA的充足輸出驅動電流，可以驅動一只小型PCB安裝式揚聲器。這種方法可以建立起一個簡單的音頻探頭(圖4)。圖4a中門輸入端的電阻用于當待測單元電壓高于門的電源電壓時，為門提供保護。
圖4中顯示了兩種驅動聲音換能器的方法，具體取決于對響度的要求。圖4a是直接連接到一只壓電換能器。如果聲音較大，可以在圖4b的揚聲器上串聯一個小電阻，用于控制音量，并且防止揚聲器或晶體管可能的損壞。圖4c顯示了一種通過門輸入端的偏置來提高靈敏度的可選方法。
圖4：兩種驅動聲音換能器的方法
偏置電壓由分壓網絡通過下式給出：VB=R2VS/(R1+R2)-R2VL(1-ξ)/(R1+R2)-R2VHξ/(R1+R2)，其中VS是電源電壓，ξ是輸入信號占空比(TH/(TH+TL)，假設是一個矩形波)，VH是邏輯高電壓，而VL是邏輯低電壓。R1的建議值為1MΩ；用戶可以根據偏置電壓的式子，選擇R2(建議選1MΩ)。很多R2值都是可以的，如圖4c所示。電容CC(建議為0.1μF)與待測信號串聯，提供與信號串聯的偏壓。信號的最低強度受到門的輸入閾值窗口限制，對不同邏輯門有不同的值。舉例來說，對于一個在零和信號電壓之間變換的矩形波信號，偏壓應低于閾值窗口，而偏壓值與信號電壓之和應高于閾值窗口。
圖5：圖4c的輸入交流耦合對占空比的靈敏度低，弱于傳統的串聯電容交流耦合方式
這里有一種嚴格的情況，此時兩個值都處于窗口的邊沿。因此，對于矩形信號或衰減的數字信號，VSIG=ΔVT是最低要求的信號強度。通常情況下，不同門的ΔVT是不一樣的；有些寬度大(CD4069)，有些則寬度窄(CD4011)。然而，當加載一個交流信號(如正弦波)時，信號的負相位會使偏壓強度減小到VB-VSIG。因此一個相位就足夠產生一個相當于半個窗口寬度的變化量。于是，對于交流信號，最低信號強度標準為VSIG=ΔVT/2。
最后，對于一個反相門，ΔVT=VT2–VT1，其中VT2是門的輸出端已完全安定在邏輯0時的輸入電壓，而VT1是門的輸出端已完全安定在邏輯1時的輸入電壓。R1和R2幫助選擇高于所設定最小門閾值窗口的信號強度。如果R2約為1MΩ，則R2CC時間常數為0.1秒，對應為10Hz，這看來是足夠的。
對于普通的數字信號，足以忽略掉R2和CC。換句話說，R2和CC都等于零。應注意的是，這個耦合器并未補償嚴格的信號條件，防止輸出端有一個恒定的漏極電流。它的目標是為音頻探頭的門提供一個典型晶體管放大器式的偏壓。對嚴格信號條件的關注由圖4b中門輸出端串聯的10μF電容完成。
喜歡使用傳統交流耦合(R2的左側端子連接到大地，而不是探頭尖)RC電路的用戶可以采用下式，計算作為多項參數函數的V''''B：V''''B=VSR2/(R1+R2)-ξ(VH–VL)–VL，其中所有項都具一般意義。
將此式與前式作個比較。V''''B的式子中，偏壓通過占空比的單一乘積因數，與VH或VL形成依賴關系，而在偏壓式中，它取決于另外的乘積因數R2/(R1+ R2)<1，因此減少了依賴性，隨占空比產生了一個更平坦的數據曲線，如圖5所示有一個VL/VH=0/4V的矩形波和變化的占空比。
所有這些小設備都可以裝在一個小容器里，如一只膠管，并用探頭做各種測試(參考文獻4)。探頭電源可以使用兩只3V的CR2032鋰電池；CMOS4069是小功率器件。但要注意，不同制造商的4069器件的閾值有很大的差異，因此應在挑選制作測試設備的器件時，要檢查其值，尤其是用于前三種設備時。
這些測試設備的關鍵在于CMOS門的高輸入阻抗。其它封裝( 如CD4011/4001)也可以做出多款設備，因為關鍵是使用反相門。
在這里討論的所有電路中，探頭的地都應直接連到待測設備的地上。盡管設計實例并未討論這一點，但有些讀者可能希望增加CD4011/4001NAND/NOR邏輯，將開路測試儀、單穩振蕩器和音頻探頭結合起來，從而提供一個可發聲的開路測試儀。
