【導讀】本文介紹的是采用高穩(wěn)定性隔離誤差放大器的反激式電源設計方案。這款解決方案可以適應于較高直流輸入電壓產(chǎn)生較低輸出電壓的隔離電源應用場合，具有效率高、尺寸小等優(yōu)勢。
電路功能與優(yōu)勢
圖1所示電路是一種隔離式反激電源，采用線性隔離誤差放大器提供從副邊到原邊的反饋信號。 基于光耦合器的解決方案的傳遞函數(shù)是非線性的，隨時間和溫度而變化；隔離放大器則不同，其傳遞函數(shù)是線性的，非常穩(wěn)定，而且當跨越隔離柵傳輸反饋信號時，失調和增益誤差極小。
整個電路采用5 V至24 V電源供電，因而可以配合標準工業(yè)和汽車電源使用。采用5 V輸入和5 V輸出配置時，該電路的輸出能力高達1 A。
這款解決方案可以適應于較高直流輸入電壓產(chǎn)生較低輸出電壓的隔離電源應用場合，具有效率高、尺寸小等優(yōu)勢。包括10 W至20 W電信和服務器電源，對于此類電源，效率和印刷電路板(PCB)密度很重要，而且常常使用-48 V電源作為輸入。
圖1. 反激式電源電路原理示意圖
電路描述
所用隔離放大器為ADuM3190，其內置一個1.225 V基準電壓源和一個單位增益帶寬積為10 MHz的誤差放大器。 完整的模擬反饋環(huán)路還包括外部阻性分壓器（R1、R2、R3和R4）及補償網(wǎng)絡（R9、C9和C10）。
ADuM3190兩端的輸入電源范圍均為3.0 V至20 V，內部低壓差穩(wěn)壓器為基準電壓源、誤差放大器和模擬隔離器提供穩(wěn)定的電源。
ADuM3190與分布式電源開放標準聯(lián)盟(DOSA)的輸出電壓調整方法兼容。
ADP1621為反激電源提供脈寬調制(PWM)控制。利用外加NPN晶體管(Q2)，內部5.5 V分流穩(wěn)壓器提供高輸入電源電壓的能力。ADP1621工作在電流模式下，且能進行無損電流檢測，從而提供出色的線路和負載瞬態(tài)響應。
設置輸出電壓
輸出電壓通過一個分壓器設置，該分壓器位將VOUT 分壓后送入ADuM3190的-IN引腳。系統(tǒng)的輸出電壓由電阻分壓比設置。通過使用ADuM3190的內置基準電壓源，-IN引腳的調節(jié)電壓為1.225 V。
對于5 V輸出配置，電阻分壓器值為：R1 = 2 kΩ，R2 = 47 kΩ，R3 = 51 kΩ，R4 = 100 kΩ。
基準電壓源
ADuM3190提供1.225 V內部基準電壓源，其在-40°C至+125°C溫度范圍內的額定精度為±1%。基準電壓輸出引腳(REFOUT)可以連接到誤差放大器的+IN引腳，以便設置輸出電壓。 當需要較高精度或特殊輸出電壓時，必須使用其他基準電壓源，+IN引腳也可以連接到外部基準電壓源。
變壓器選擇
變壓器選擇很重要，因為它決定了原邊電感的電流紋波。
本設計示例使用以下參數(shù)：
● VIN = 5 V
● VOUT = 5 V
● IOUTMAX = 1 A
● fSW = 200 kHz
● 變壓器匝數(shù)比 = 1:1
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變壓器原邊平均電流ILAVG由下式得出：
其中：
ILOAD為負載電流。
D為最大負載電流下的占空比。
NS/NP為變壓器的匝數(shù)比。
輸出電壓為：
其中：
fSW為開關頻率。
L為原邊電感值。
假設以連續(xù)導通模式(CCM)工作，原邊電感電流計算如下：
本設計使用的變壓器匝數(shù)比為1:1，原邊電感為16 μH（Halo Electronics, Inc.，TGB01-P099EP13LF）。
補償網(wǎng)絡
在反激式拓撲電源中，輸出負載電阻、輸出電容及其串聯(lián)等效電阻(ESR)會增加一個零點和一個極點，其頻率取決于元件類型和值?？刂频捷敵鰝鬟f函數(shù)中還有一個右半平面(RHP)零點。RHP零點將相位降低90°，因此0 dB增益的頻率（交越頻率）低于RHP零點。
利用ADuM3190的誤差放大器，從-IN引腳到COMP引腳可提供一個Type II補償網(wǎng)絡，用以補償控制環(huán)路的穩(wěn)定性。 補償網(wǎng)絡值取決于所選元件。
Type II補償網(wǎng)絡的零點和極點由下式得出：
在該特定設計中，補償網(wǎng)絡設置為：R9 = 15 kΩ，C9 = 2.2 nF，C10 = 1 nF。
此補償網(wǎng)絡提供的零點和極點為：fZERO = 4.8 kHz，fPOLE = 15.4 kHz。 提高零點和極點頻率可改善負載瞬態(tài)響應，但會降低反饋環(huán)路的相位裕量，可能導致電源不穩(wěn)定。
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緩沖器網(wǎng)絡
當功率MOSFET (Q3)關斷時，變壓器泄露電感會在漏極上引起高電壓尖峰。 此過大電壓會給功率MOSFET帶來巨大壓力，造成可靠性問題或損害。 因此，有必要使用附加網(wǎng)絡來鉗位電壓。
當MOSFET漏極電壓超過D2的陰極電壓時，由電阻、電容和二極管（R19、C21和D2）組成的緩沖器網(wǎng)絡通過接通緩沖器二極管來吸收泄露電感中的電流。
當功率MOSFET的漏極連接到CS引腳時，ADP1621以無損模式工作。 在實際設計中，為保持精度不變，應將CS引腳的電壓限制在絕對最大值33 V和實際最大值30 V以下。 如果實測峰值電壓超過30 V，或者需要更精確的電流限制，可以將CS引腳與MOSFET源極中的外部電流檢測電阻相連。
原邊電源
ADP1621電源電壓范圍是2.9 V至5.5 V，ADuM3190電源電壓范圍是3.0 V至20 V。 為了采用5 V至12 V輸入電壓電源工作，可將一個小信號NPN晶體管(Q2)用作穩(wěn)壓器。
ADP1621的IN引腳內置一個5.5 V穩(wěn)壓器，并且連接到NPN晶體管Q2的基極節(jié)點。此連接偏置Q2，使得發(fā)射極節(jié)點可調節(jié)到5.5 V - 0.7 V = 4.8 V，以便用作ADP1621 (PIN)和ADuM3190 (VDD1)的電源電壓。
副邊電源
ADuM3190的副邊(VDD2)電源電壓范圍為3.0 V至20 V，利用內部穩(wěn)壓器提供3.0 V工作電壓。
如果VOUT設置為高于20 V，應外加一個穩(wěn)壓器以提供額定VDD2電壓。
隔離和安全
ADuM3190采用小型16引腳QSOP封裝，隔離電壓額定值為2.5 kV rms。 ADuM3190的安全額定值如表1所示。
常見變化
如需更高輸入電壓，必須使用電流檢測電阻和電流控制環(huán)路。 將R20電阻從0 Ω變?yōu)閼靡蟮闹怠?對于1 A輸出配置，檢測電阻值應選擇50 mΩ。 根據(jù)ADP1621中的內部電流反饋環(huán)路，當電流檢測電壓上升時，開關的最大PWM占空比會降低。 如果檢測電阻值過高，開關的占空比將很有限，額定輸出電壓下的最大輸出電流也會受限。ADP1621補償引腳(COMP)的有效輸入電壓范圍是0 V至2 V。 為了保證開關占空比足夠大，建議將CS引腳電壓限制在0.1 V以下。
采用低于5 V的輸入電壓工作時，應將集電極與發(fā)射極之間的跳線短路，從而旁路輸入調節(jié)電阻。
對于具有-48 V輸入的電信或服務器電源等應用，應將原邊控制器的電源電壓調節(jié)到+5 V。 NPN晶體管Q2需要較高的VCE擊穿電壓，功率MOSFET Q3需要較高的VDS（100 V，VDSMAX）。 此外，RCD緩沖器電路中的二極管D2應變?yōu)?0 V反向電壓額定值。
為了降低ADP1621內部穩(wěn)壓器的電流，應將R12提高到1.5 kΩ。
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表2總結了針對不同輸入電壓配置而選擇的替代器件。
性能結果
圖2顯示了三種不同輸入電壓下的實測效率： 5 V、12 V和24 V。
圖2. 輸入電壓為5 V、12 V和24 V時，反激式電路輸出效率與負載電流的關系
圖3顯示了-40°C至+125°C溫度范圍內的輸出電壓。 此范圍內的總輸出電壓誤差小于±20 mV (±0.4%)。
圖3. 反激式電路輸出電壓與溫度的關系
圖4和圖5顯示了提高和降低負載電流的瞬態(tài)響應。 負載電流從100 mA提高到900 mA時，瞬態(tài)響應時間為32 μs；負載電流從900 mA提高到100 mA時，瞬態(tài)響應時間為45 μs。
EVAL-CN0342-EB1Z評估板的照片如圖6所示。
圖4. 100 mA至900 mA負載瞬態(tài)響應
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圖5. 900 mA至100 mA負載瞬態(tài)響應
圖6. EVAL-CN0342-EB1Z評估板照片
電路評估與測試
該電路利用一個直流電源和一個源/測量單元進行測試，以獲得其效率和負載調整率。 負載瞬態(tài)響應和輸出紋波利用示波器和電流探針測量。
設備要求
需要使用以下設備：
● 具有3 A電流輸出能力和電流測量功能的30 V電源
● 具有1 A負載電流能力的源/測量單元
● 帶寬大于300 MHz的示波器和輸入范圍大于1 A的電流探針
開始使用
評估該電路無需軟件支持。 連接電源，輸出根據(jù)配置進行調節(jié)。
設置與測試
將5 V電源連接到原邊輸入接頭(J4)，將地連接到J5。
將源儀表連接到副邊，J1為5 V輸出，J3為輸出地。
在J15上放置一根跳線，以便使用ADuM3190的內部1.225 V基準電壓源。
